Fuentes limpias para analógica

01 · Punto de partida

La fuente también es una señal

Hasta ahora tratamos la alimentación como un dato: «5 V». Pero un operacional, un INA o un ADC tienen un pin de alimentación que también es una entrada, con su propia función de transferencia (el PSRR del Tema 21). Todo lo que viaja por la fuente —el rizado de 100 Hz, el chisporroteo de una fuente conmutada, la caída que produce un relé al cerrar— llega atenuado al resultado. Si la señal útil son microvoltios, esa atenuación puede no alcanzar.

Para un programador es el problema de una dependencia compartida: dos servicios que usan el mismo recurso y se degradan mutuamente cuando uno se satura. Este tema es el diseño de esa dependencia: cuánto aislamiento, cuánta capacidad de reserva, y cómo medir que se cumple.

• ¿Cuánto rizado deja cada condensador, y por qué la fórmula es conservadora?
• ¿Cuánto calienta el regulador y cuándo se apaga solo?
• ¿Cuánto rechaza el chip de lo que le llega por la alimentación?
• ¿Lineal o conmutada para el analógico?
• ¿Qué desacople va dónde y por qué importa la distancia en milímetros?
• ¿Cómo se anula el efecto de una referencia que deriva?

02 · Rectificación

Del enchufe al condensador: el serrucho de 100 Hz

Un transformador de 9 V_rms entrega una senoide de pico 9·√2 = 12,7 V. El puente de diodos la rectifica a onda completa y pierde dos caídas de diodo (≈ 0,7 V cada una): pico ≈ 11,3 V, con 100 pulsos por segundo (el doble de la red de 50 Hz). Un condensador de filtro llena los huecos: se carga en la cresta y se descarga con la corriente de carga hasta la siguiente.

La fórmula supone que el condensador se descarga durante todo el semiperíodo (10 ms) con corriente constante. En realidad se recarga un par de milisegundos en cada cresta, así que el rizado real es menor: la fórmula es una cota segura para diseñar. La simulación completa de la sección 10 lo muestra:

El valle es lo que importa

El regulador necesita que su entrada no baje nunca de V_out + dropout: 7 V para un 7805 que entrega 5 V. Con 470 µF el valle cae a 5 V (la fórmula diría 0,7 V): el regulador pierde la regulación en cada ciclo y el rizado atraviesa casi entero. Con 2200 µF, 9,5 V: holgado.

Más capacidad, picos más violentos

El condensador se recarga en una ventana corta y la corriente del puente es un pulso de varias veces la media: 4,7 A para 0,5 A de carga con 2200 µF (valor ideal, sin resistencia del trafo; en la práctica menor, pero del mismo orden). Calienta el trafo, castiga los diodos y es una fuente de ruido de alta frecuencia propia. «Más C siempre mejor» tiene un precio.

El trafo también cuenta

Los 9 V_rms de la etiqueta son a plena carga; en vacío el trafo entrega más (hasta un 10–20 % más en trafos chicos) y su resistencia interna baja el pico cuando la corriente sube. Los números de acá son una buena primera estimación, no una garantía.

03 · Regulador lineal

Silencio a cambio de calor

Un regulador lineal (7805, LM317, cualquier LDO) es un transistor en serie controlado por un lazo de realimentación que mantiene la salida fija. Todo lo que sobra de tensión se disipa en el transistor: P = (V_in − V_out) · I. Y como la corriente de salida es la de entrada, el rendimiento es V_out/V_in, sin remedio.

La tabla supone una entrada continua de V_in voltios. Con un transformador y condensador de filtro, V_in es la media de la tensión del condensador, no la tensión eficaz de la etiqueta: con un trafo de 9 V_rms, 500 mA y 2200 µF, la media es de ≈ 10,4 V (pico 11,3, valle 9,5), de modo que el 7805 disipa 2,7 W y no 2,0. Es una de las razones por las que los reguladores «de 9 V a 5 V» sorprenden por lo calientes.

La protección térmica de estos reguladores actúa entre 150 y 165 °C: no es una avería sino una función. El síntoma, en cambio, desconcierta: la fuente anda unos minutos, se apaga, se enfría y vuelve, y la lectura del sensor se interrumpe en ciclos. Lo que parecía un fallo intermitente de software era termodinámica.

El dropout fija el mínimo de entrada

Un 7805 necesita unos 2 V entre entrada y salida (7 V mínimos para 5 V). Un LDO moderno necesita de 0,2 a 0,5 V: con 5,5 V de entrada ya regula 5 V. Con batería cada voltio cuenta; con un trafo, el dropout bajo sirve sobre todo para bajar el calor eligiendo una entrada menor.

«LDO» no significa «frío»

La disipación es (V_in − V_out)·I igual. El LDO permite una V_in menor, y por eso calienta menos si el diseño la baja. A igual diferencia de tensión, el calor es el mismo.

Estabilidad y condensador de salida

Algunos LDO necesitan una resistencia serie equivalente (ESR) mínima en su condensador de salida para ser estables; con un cerámico de ESR casi nula pueden oscilar. La hoja de datos dice qué condensador pide; es una de las causas de «mi LDO hace ruido».

04 · PSRR

Lo que la fuente deja pasar

El rechazo de ripple (PSRR) del regulador y del chip mide cuánto de la variación de la entrada llega a la salida: residuo = rizado/10^PSRR/20. Un 7805 típico rechaza del orden de 60 a 70 dB a 100 Hz; con el rizado simulado de 1,83 Vpp de la sección 2, el residuo en los 5 V es de 1,8 mV (con 60 dB) o 0,6 mV (con 70 dB). Es poco, pero no es cero, y se suma al piso de ruido de las etapas siguientes.

Los operacionales y los INA también tienen PSRR (Tema 21): típicamente 80–120 dB en continua, decreciente con la frecuencia. Los dos rechazos se multiplican: un residuo de 1,8 mV en una etapa de 90 dB llega como unos 60 nV a la señal. Por eso conviene que el rizado ya esté pequeño antes del chip sensible, y por eso el analógico exigente se alimenta de un regulador propio, aparte del digital.

05 · Fuente conmutada

Eficiente, pero con ruido: cuándo sí

Una fuente conmutada (buck, boost) abre y cierra un transistor a cientos de kilohercios y suaviza con una bobina y un condensador. El rendimiento no depende de la diferencia de tensión (típicamente 85–95 %), pero la salida lleva un rizado a la frecuencia de conmutación y picos de alta frecuencia: del orden de decenas de milivoltios pico a pico, más espigas de varios cientos de megahercios.

La combinación que gana casi siempre es la híbrida: un buck baja de, digamos, 12 V a 6 V con alta eficiencia; un filtro LC recorta el rizado de conmutación; un LDO lleva de 6 a 5 V, rechaza lo que quede y estabiliza. Para 300 mA a 5 V desde 12 V:

Y el filtro LC. Una bobina de 10 µH y un condensador de 22 µF tienen una frecuencia de corte f₀ = 1/(2π√(LC)) = 10,7 kHz; por encima, atenúan 40 dB por década. Un rizado de 50 mV a 500 kHz se reduce por (500/10,7)² ≈ 2170 (67 dB): 23 µV en el caso ideal. En la práctica la ESR del condensador y la capacidad parásita de la bobina limitan el resultado a quizás 40–50 dB a esas frecuencias, aún suficiente para dejar el trabajo fino al LDO.

06 · Desacople

La impedancia manda, y la distancia es inductancia

El regulador responde en microsegundos. Un chip digital o un ADC pide corriente en nanosegundos. El hueco lo llena un condensador pegado al pin: es la reserva local que entrega la corriente del transitorio. Pero un condensador real no es un condensador: tiene una resistencia serie (ESR) y, sobre todo, una inductancia serie (ESL) que, sumada a la del camino hasta el pin (una regla útil: ≈ 1 nH por milímetro de pista), lo convierte en una bobina a partir de cierta frecuencia.

Por debajo de la frecuencia de autorresonancia manda el condensador (la impedancia baja con la frecuencia); por encima, manda la inductancia (sube). Con un 100 nF y 6 nH (1 nH del encapsulado más 5 mm de pista), la resonancia es de 6,5 MHz: a 1 MHz la impedancia es de 1,6 Ω, a 10 MHz de 0,22 Ω (el mínimo) y a 100 MHz de 3,8 Ω, donde ya no es un condensador.

Y el efecto en el pin: un chip que consume 100 mA en 10 ns (di/dt = 10 A/µs) pide su corriente a través de la inductancia del recorrido y provoca una caída ΔV = L·di/dt: 20 mV con 2 nH, 60 mV con 6 nH, 110 mV con 11 nH y 260 mV con 26 nH. Pasar el 100 nF de 1 mm a 25 mm multiplica por 13 esa perturbación. No es el valor del condensador lo que falla, es la distancia.

100 nF cerámico por pin de alimentación

Pegado al pin, con el camino más corto a la masa (lo mejor, directo al plano). Atiende los transitorios de nanosegundos.

Bulk de 10 a 100 µF por zona

Reserva más lenta: cubre transitorios de microsegundos a milisegundos, cuando el regulador aún no corrigió. Su ESR (algunos electrolíticos tienen cientos de miliohmios) importa. Sin bulk, el 100 nF se agota.

Varios valores en paralelo

Un 10 µF y un 100 nF juntos cubren más banda, pero entre sus resonancias aparece un pico de impedancia (antirresonancia). Conviene verificar la curva, no apilar valores por costumbre. El simulador 2 la dibuja.

Ferrita o resistencia entre mundos

Una ferrita (o 10 Ω con un condensador) entre la alimentación digital y la analógica forma un filtro que impide que el ruido de conmutación digital cruce. Con un RC de 10 Ω y 100 µF, fc = 159 Hz; cuesta una caída de I·R (0,1 V a 10 mA) y por eso se usa para corrientes chicas.

07 · Masas

La masa es un cable con ohmios

En un esquema, la masa es un nodo ideal de 0 V. En una placa es un conductor con resistencia e inductancia, y cada corriente que circula por él produce una caída que se suma a todo lo demás. La pista de una placa normal (35 µm de cobre) tiene 0,5 mΩ por cuadrado: una pista de 0,5 mm de ancho y 100 mm de largo son 200 cuadrados, 96 mΩ.

Si la corriente de retorno de la parte digital comparte esos 96 mΩ con el retorno del sensor, el ADC ve el sensor «subir» 9,6 mV cada vez que el procesador consume más: una interferencia que no entra por ninguna antena. Las reglas de la masa en estrella son tres:

1. 1
   Un único punto de unión.

   Analógica, digital y potencia tienen cada una su camino de retorno y se encuentran en un solo punto, normalmente el de la entrada de la fuente.

2. 2
   El retorno del sensor no comparte conductor.

   Lo que pasa por el cable de masa del sensor es solo la corriente del sensor (microamperios). La corriente de un relé, un display o un motor vuelve por otro camino.

3. 3
   Un plano de masa, si lo hay, no se corta al azar.

   Un plano continuo tiene muy poca resistencia (≈ 0,5 mΩ/□) e inductancia, y es la mejor opción. Cortarlo para «separar» analógico y digital sin pensar la ruta de retorno crea lazos grandes y empeora todo.

08 · Referencia

Medida ratiométrica: que la referencia no importe

Un regulador de 5 V no es una referencia de 5 V. Un 7805 tiene una tolerancia de ±4 % y una deriva de decenas de mV con la temperatura y la carga; una referencia de tensión dedicada tiene ±0,1 % o menos y de 5 a 25 ppm/°C. Para un ADC de 12 bits, 1 % de error en la referencia son 41 cuentas en cualquier lectura.

La salida más elegante no es una referencia mejor sino que la referencia deje de importar. Si el puente del sensor se excita con la misma tensión que usa el ADC como referencia, la lectura es un cociente:

Con el puente del curso (k = 12,4 mV/5 V = 2,48·10⁻³, G = 100, 12 bits), el código es 1016 con 5,000 V. Si la tensión sube un 1 % a 5,05 V: con el ADC referenciado a una referencia fija de 5,000 V, el código pasa a 1026 (+10 cuentas); con el ADC referenciado a la misma fuente que excita el puente, sigue siendo 1016. La deriva de la alimentación se cancela por construcción. Esto es lo que hacen el HX711 y los ADC de sensores de puente.

09 · Batería

La corriente en reposo del regulador

En un equipo con batería, el consumo del propio regulador (la corriente en reposo, I_q) puede ser mayor que el de todo el circuito. Un 7805 consume unos 5 mA siempre; un LDO de bajo consumo, unos 2 µA. Para un nodo que pasa el 99 % del tiempo dormido (20 µA), con 50 mA el 1 % del tiempo (promedio 0,52 mA) y una batería de 500 mAh:

El regulador, que «no hace nada», es el 90 % del consumo. El caso general es el mismo que en software: lo que parece overhead constante domina cuando la actividad útil es esporádica. Con un duty cycle del 1 %, optimizar el consumo activo sirve poco; optimizar el consumo en reposo, mucho.

10 · Simuladores

Dos experimentos: el diseño de la fuente y la curva del desacople

El primero simula el puente con su condensador paso a paso: ves la tensión sobre el condensador, el valle frente al mínimo del regulador, el calor y el residuo. El segundo dibuja la impedancia del desacople en función de la frecuencia para elegir condensador y distancia.

Recorrido guiado (10 minutos)

1. 1
   Pestaña ①, «9 V, 500 mA, 2200 µF».

   El condensador recorta los huecos de la senoide rectificada: rizado simulado de 1,84 Vpp (la fórmula da 2,27), valle de 9,5 V, bien por encima de los 7 V del 7805. El regulador regula todo el tiempo. Pero ojo con el calor: la entrada media del regulador es ≈ 10,4 V (no los 9 V de la etiqueta), así que disipa 2,7 W y, sin disipador, llega a 189 °C y se apaga; con disipador, unos 79 °C. Cambiá «Montaje térmico».

2. 2
   Pasá a «470 µF (corta)».

   El valle cae a unos 5 V: por debajo del mínimo, el punto se pone rojo y el regulador pierde la regulación 100 veces por segundo. El residuo ya no es 1,8 mV: el serrucho llega entero a la salida.

3. 3
   Pasá a «4700 µF».

   Rizado de 0,92 Vpp, pero la corriente pico del puente sube a 7 A: más capacidad no es gratis (diodos, trafo, ruido de pulsos).

4. 4
   Pasá a «Trafo de 15 V».

   El pico sube a casi 20 V y el 7805 disipa unos 7 W: se apaga por temperatura. El rizado no cambió; lo que cambió es cuánto sobra de tensión. Probá luego con el disipador y mirá la Tj.

5. 5
   Pasá a «LDO y trafo de 7 V».

   Con un LDO de 0,5 V de dropout el mínimo baja a 5,5 V, el valle de 6,7 V alcanza (pico de 8,5 V) y la disipación cae a 1,3 W contra 2,7 W. Cambiar el regulador permitió bajar la entrada: ese es el verdadero beneficio.

6. 6
   Pestaña ②, «100 nF a 1 mm».

   La curva baja hasta un mínimo cerca de la resonancia (11 MHz) y sube después como una bobina. La banda donde |Z| queda bajo el objetivo (0,5 Ω con 50 mV y 100 mA) va de 3 a 42 MHz; por debajo de 3 MHz el 100 nF solo ya no alcanza.

7. 7
   Pasá a «100 nF a 25 mm».

   La inductancia pasa de unos 2 nH a 26 nH: la resonancia baja a 3,1 MHz, la caída por el transitorio sube de 20 a 260 mV, y la banda efectiva se achica. Mismo condensador; solo cambió la distancia.

8. 8
   Pasá a «10 nF a 1 mm» y «1 µF a 5 mm».

   El 10 nF resuena a 36 MHz y cubre las frecuencias más altas pero deja un hueco en las bajas; el 1 µF cubre las bajas y resuena a 2 MHz. Cada valor tiene su banda: por eso se combinan.

9. 9
   Pasá a «100 nF + bulk de 10 µF».

   El bulk baja la impedancia por debajo de 1 MHz (0,1 Ω a 300 kHz), pero entre las dos resonancias aparece un pico de ≈ 1,2 Ω a 3 MHz: peor que el 100 nF solo (0,42 Ω a esa frecuencia). El simulador muestra dos rangos que cumplen (de 32 kHz a 1,7 MHz y de 3,8 a 18 MHz), con un hueco en el medio: es la antirresonancia.

Preguntas para pensar

1. En ①, con 9 V y 500 mA, ¿qué condensador mínimo de la lista mantiene el valle sobre los 7 V del 7805?
2. En ①, con el trafo de 12 V y 300 mA, ¿puede el 7805 funcionar sin disipador?
3. En ②, ¿qué mejora más: pasar de 100 nF a 1 µF o acercar el 100 nF de 25 mm a 1 mm?
4. En ②, ¿por qué apilar un bulk de 10 µF puede empeorar la impedancia en algún punto?

11 · En código

La fuente, calculada y simulada en Python

Cuatro herramientas: la simulación del puente con condensador (con la comparación frente a la fórmula), el calor y el rendimiento de las distintas opciones, la impedancia del desacople y la resistencia de las masas con la medida ratiométrica y la autonomía.

Paso 1: el puente con su condensador

import math
import statistics

F_RED, V_DIODO = 50.0, 0.7


def fuente(vrms, i_a, c_uf):
    vp = vrms * math.sqrt(2) - 2 * V_DIODO            # pico tras los dos diodos del puente
    dt, c = 1e-5, c_uf * 1e-6
    vc, t = vp, 0.0
    muestras = []
    while t < 0.2:                                      # 10 ciclos de red: el último ya es régimen
        rect = vp * abs(math.sin(2 * math.pi * F_RED * t))
        if rect >= vc:
            i_carga = c * (rect - vc) / dt + i_a        # corriente que entrega el puente mientras sigue a la senoide
            vc = rect
        else:
            i_carga = 0.0
            vc -= i_a / c * dt
        if t >= 0.18:
            muestras.append((vc, i_carga))
        t += dt
    vs = [m[0] for m in muestras]
    return vp, max(vs), min(vs), statistics.fmean(vs), max(m[1] for m in muestras)


print("Trafo 9 Vrms, 500 mA: rizado simulado frente a la fórmula I/(2·f·C)")
for c in (470, 1000, 2200, 4700):
    vp, vmax, vmin, vmed, ipk = fuente(9, 0.5, c)
    formula = 0.5 / (2 * F_RED * c * 1e-6)
    print(f"  {c:5d} uF: pico {vp:5.2f} V | rizado simulado {vmax - vmin:5.2f} Vpp, fórmula {formula:5.2f} Vpp | valle {vmin:5.2f} V | corriente pico del puente {ipk:4.1f} A")

La fórmula es una cota segura: 10,6, 5,0, 2,27 y 1,06 Vpp contra 6,35, 3,58, 1,83 y 0,92 simulados. Con 470 µF el valle (4,98 V) queda muy por debajo de los 7 V del 7805; con 1000 µF (7,74 V) apenas lo supera; con 2200 µF (9,50 V) sobra. Y la corriente pico del puente crece con C: 2,4, 3,1, 4,7 y 7,1 A. Probá fuente(15, 0.3, 1000).

Paso 2: calor, rendimiento y filtro LC

def regulador(nombre, vin, vout, i_a, theta, psrr_db=60.0, vriz_vpp=1.83):
    p_w = (vin - vout) * i_a
    tj = 25 + p_w * theta
    residuo_mv = vriz_vpp / 10 ** (psrr_db / 20) * 1000
    estado = "APAGA POR TEMPERATURA" if tj > 150 else "ok"
    print(f"{nombre:34s}: P = {p_w:4.2f} W, rendimiento {vout / vin * 100:3.0f} %, Tj = {tj:5.0f} C ({estado}), residuo {residuo_mv:4.2f} mV")


print("7805 sin disipador (60 C/W) y con disipador (20 C/W):")
regulador("9 V -> 5 V, 500 mA, sin disipador", 9, 5, 0.5, 60)
regulador("9 V -> 5 V, 500 mA, con disipador", 9, 5, 0.5, 20)
regulador("12 V -> 5 V, 300 mA, sin disipador", 12, 5, 0.3, 60)
regulador("12 V -> 5 V, 300 mA, con disipador", 12, 5, 0.3, 20)
regulador("7,5 V -> 5 V, 500 mA, sin disipador", 7.5, 5, 0.5, 60)
print()
print("Mismo 12 V -> 5 V, 300 mA: lineal frente a conmutada + LDO")
p_lineal = 12 * 0.3
print(f"  lineal: entra {p_lineal:.2f} W, útil {5 * 0.3:.2f} W, rendimiento {5 * 0.3 / p_lineal * 100:.0f} %, calor {p_lineal - 5 * 0.3:.2f} W")
p_hib = 6 * 0.3 / 0.90                                 # conmutada de 12 a 6 V con 90 %
print(f"  híbrido: entra {p_hib:.2f} W, rendimiento {5 * 0.3 / p_hib * 100:.0f} %, calor {p_hib - 5 * 0.3:.2f} W (el LDO disipa solo {(6 - 5) * 0.3:.2f} W)")
print()
l, c = 10e-6, 22e-6
f0 = 1 / (2 * math.pi * math.sqrt(l * c))
att = (500e3 / f0) ** 2
print(f"Filtro LC de {l * 1e6:.0f} uH y {c * 1e6:.0f} uF: f0 = {f0 / 1000:.1f} kHz; a 500 kHz atenúa {att:.0f} veces ({20 * math.log10(att):.0f} dB): 50 mV -> {50e-3 / att * 1e6:.0f} uV")

El 7805 de 9 V y 500 mA llega a 145 °C sin disipador y a 65 °C con uno; con 12 V y 300 mA llega a 151 °C y se apaga. La opción híbrida baja el calor de 2,10 W a 0,50 W y sube el rendimiento de 42 a 75 %, con solo 0,30 W en el LDO. El filtro LC de 10 µH y 22 µF pasa 50 mV a 500 kHz a unos 23 µV en el caso ideal.

Paso 3: la impedancia del desacople

def z(f, c, l, r):
    w = 2 * math.pi * f
    return abs(complex(r, w * l - 1 / (w * c)))


def srf_mhz(c, l):
    return 1 / (2 * math.pi * math.sqrt(l * c)) / 1e6


print("Autorresonancia (MHz): ESL del encapsulado + 1 nH por mm de pista")
for cap, esl, nombre in ((10e-9, 1e-9, "10 nF"), (100e-9, 1e-9, "100 nF"), (1e-6, 1.5e-9, "1 uF"), (10e-6, 3e-9, "10 uF")):
    print(f"  {nombre:7s}", "  ".join(f"{mm:2d} mm: {srf_mhz(cap, esl + mm * 1e-9):5.2f}" for mm in (1, 5, 10, 25)))

print("100 nF con 6 nH (5 mm) y ESR de 50 mohm:")
for f in (1e5, 1e6, 1e7, 1e8):
    print(f"  {f / 1e6:7.1f} MHz: |Z| = {z(f, 100e-9, 6e-9, 0.05):6.3f} ohm")

print("Caída L·di/dt con 100 mA en 10 ns (di/dt = 10 A/us):")
for l_nh in (2, 6, 11, 26):
    print(f"  L = {l_nh:2d} nH: {l_nh * 1e-9 * 0.1 / 10e-9 * 1000:5.0f} mV")

Un 100 nF con 5 mm de pista resuena a 6,5 MHz; a 100 MHz ya es una bobina de 3,8 Ω. Pasar la distancia de 1 a 25 mm multiplica por 13 la caída por el transitorio (20 → 260 mV). La distancia manda más que el valor del condensador.

Paso 4: masas, medida ratiométrica y batería

RHO_CU, ESPESOR = 1.68e-8, 35e-6
LSB_MV = 3.3 / 4096 * 1000

print("Caída en la pista de masa con 100 mA digitales:")
for largo_mm, ancho_mm in ((100, 0.5), (50, 1.0), (100, 5.0)):
    r = RHO_CU * largo_mm * 1e-3 / (ancho_mm * 1e-3 * ESPESOR)
    caida = r * 0.1 * 1000
    print(f"  {largo_mm:3d} mm x {ancho_mm:3.1f} mm: {r * 1000:5.1f} mohm -> {caida:5.2f} mV = {caida / LSB_MV:4.1f} LSB")

print("Medida ratiométrica del puente del curso (12,4 mV con 5 V, G = 100, ADC de 12 bits):")
K, G = 12.4e-3 / 5.0, 100


def codigo(v_exc, v_ref):
    return round(G * K * v_exc / v_ref * 4096)


for v_exc in (5.00, 5.05, 4.90):
    print(f"  excitación {v_exc:.2f} V: referencia fija de 5,000 V -> {codigo(v_exc, 5.0)} | referencia = excitación -> {codigo(v_exc, v_exc)}")

print("Autonomía con batería de 500 mAh (50 mA el 1 % del tiempo, 20 uA dormido):")
medio_ma = 0.01 * 50 + 0.99 * 0.02
for nombre, iq_ma in (("7805", 5.0), ("LDO de bajo Iq", 0.002)):
    horas = 500 / (medio_ma + iq_ma)
    print(f"  {nombre:15s}: {medio_ma + iq_ma:5.2f} mA -> {horas:6.0f} h ({horas / 24:4.1f} días)")

Una pista de masa de 100 mm × 0,5 mm mete 9,6 mV (12 LSB) con solo 100 mA; con 5 mm de ancho, 1,2 LSB. Con una referencia fija, +1 % en la excitación cambia el código en 10 cuentas (de 1016 a 1026) y −2 % en −21; referenciando el ADC a la excitación, el código es 1016 siempre. Y el 7805 en reposo reduce la batería de 958 h a 91 h.

12 · Analogía de programador

La fuente como infraestructura compartida

Las dos últimas filas son las más útiles: la razón sobre la que se calcula en vez del valor absoluto es una técnica de diseño tan general como normalizar un dato, y la corriente en reposo es la lección de siempre de cualquier sistema que trabaja a pulsos.

13 · Comprensión

Confusiones frecuentes

14 · Práctica guiada

Ejercicios de fuente

Ejercicio 1: 12 V a 5 V con 300 mA

Un 7805 recibe 12 V continuos (un adaptador). ¿Cuánto disipa? ¿Qué temperatura alcanza sin disipador y con uno de 20 °C/W? ¿Qué cambiarías?

Ejercicio 2: el rizado de 9 V a 500 mA

Con 1000 µF, ¿qué dice la fórmula y qué el simulador? ¿Alcanza para un 7805? ¿Y con la tolerancia de ±20 % del condensador y una red de −10 %?

Ejercicio 3: filtro LC después de un buck

Un buck entrega 50 mV de rizado a 500 kHz. Con L = 10 µH y C = 22 µF, ¿qué f₀ y qué atenuación ideal? ¿Por qué en la práctica es menos?

Ejercicio 4: la masa del sensor

Una placa tiene una pista de masa de 100 mm × 0,5 mm compartida entre el microcontrolador (100 mA) y el sensor. ¿Cuánto error mete en un ADC de 12 bits y 3,3 V? ¿Cómo lo arreglás?

Ejercicio 5: batería y regulador

Un nodo de sensor consume 50 mA durante el 1 % del tiempo y 20 µA el resto. Con una batería de 500 mAh, ¿cuánto dura con un 7805 (I_q 5 mA) y con un LDO de 2 µA? ¿Qué dominaría si el nodo durmiera el 99,9 % del tiempo?

Ejercicio 6: diagnosticar síntomas

(a) Se oye un zumbido de 100 Hz en la salida y a veces la placa se reinicia con carga alta. (b) Espigas de MHz en el ADC desde que se agregó un buck. (c) La lectura del sensor cambia cuando se activa un relé. (d) El regulador funciona unos minutos y se apaga solo.

15 · Síntesis

Ideas para recordar

¿Listo para el Tema 29?

Podés avanzar si sos capaz de responder esto sin mirar:

• Calcular el pico, el rizado y el valle de un trafo con puente y condensador, y comprobar el dropout.
• Calcular la disipación y la temperatura de juntura de un regulador lineal y decidir si hace falta disipador.
• Estimar el residuo con el PSRR y saber que cae con la frecuencia.
• Elegir entre lineal, LDO e híbrido según potencia, ruido y eficiencia.
• Ubicar el desacople y justificar la distancia con ΔV = L·di/dt.
• Explicar la masa en estrella y calcular la caída en una pista.
• Hacer una medida ratiométrica para que la referencia no importe.

Con el analógico alimentado, filtrado y medido, ya se puede decidir con lo que se mide. En el próximo tema: control on/off con histéresis, el termostato completo.